等效电路常数：图1.2显示了陶瓷谐振器的符号。端子间的阻抗和相位特性如图1.5所示。该图说明陶瓷谐振器在提供最小阻抗的频率fr（谐振频率）和提供最大阻抗的频率fa（反谐振频率）之间的频率范围内变为电感性的。它在其他频率范围内变为电容。这意味着双端子谐振器的机械振荡可以用等效电路代替，该等效电路由串联和并联谐振电路的组合构成，其中包括电感器L，电容器C和电阻器R.在谐振频率附近，等效电路可以表示如图1.4所示。

fr和f a频率由压电陶瓷材料及其物理参数决定。等效电路常数可以从以下公式确定：

考虑到fr≤f≤fa的有限频率范围，阻抗给出为Z = R e + jwL e（Le≤= 0），如图1.5所示。 陶瓷谐振器应当作为具有损耗R e（Ω）的电感器L e（H）操作。

图1.1显示了陶瓷谐振器和石英晶体谐振器之间等效电路常数的比较。 注意，电容和Q m存在很大差异，这导致实际操作时振荡条件的差异。 附录中的表格显示了每种陶瓷谐振器的等效电路常数的标准值。

除了期望的振荡模式之外，存在用于其他振荡模式的高次谐波。 存在这些其他振荡模式是因为陶瓷谐振器使用机械共振。 图1.6显示了这些特征。

基本振荡电路

通常，振荡电路可分为以下三种类型：

1.积极的反馈

2.负电阻元件

3.在陶瓷谐振器，石英晶体谐振器和LC振荡器的情况下，传输时间或相位的延迟，正反馈是首选电路。

在使用LC的正反馈振荡电路中，通常使用Colpitts和Hartley的调谐型反耦合振荡电路。 见图1.7。

在图1中。 在图7中，使用晶体管，它是最基本的放大器。

振荡频率与Colpitts电路中由L，C L1和C L2组成的电路的谐振频率大致相同，或者由Hartley电路中的L 1，L 2和C组成。 这些频率可以用下面的公式表示。

在陶瓷谐振器振荡器中，利用陶瓷谐振器代替电感器，利用谐振器在谐振和反谐振频率之间变为电感的事实。 最常用的电路是Colpitts电路。

这些振荡电路的工作原理如图2.1所示。 满足以下条件时发生振荡。

环路增益：G =α•β≥1

相位量：φT=φ1+φ2= 360°•n（n = 1,2，...）

在Colpitts电路中，使用φ1= 180°的反转，并且在反馈电路中用L和C反转φ2= 180°。 用陶瓷谐振器的操作可以认为是相同的。

应用

典型的振荡电路：陶瓷谐振器最常见的振荡器电路是Colpitts电路。电路的设计随应用和要使用的IC等而变化。尽管电路的基本配置与晶体控制振荡器的基本配置相同，但机械Q的差异是由电路常数的差异引起的。一些典型的例子如下。

设计考虑因素：使用逆变器门将数字IC配置为振荡电路变得越来越普遍。下页的图3.1显示了带CMOS反相器的基本振荡电路的配置。

INV.1用作振荡电路的反相放大器。 INV.2用作波形整形器，也用作输出的缓冲器。

反馈电阻R f在逆变器周围提供负反馈，以便在通电时振荡开始。

如果R f的值太大而输入逆变器的绝缘电阻很低，则由于环路增益的损失，振荡将停止。而且，如果R f太大，则可以将来自其他电路的噪声引入振荡电路。显然，如果R f太小，则环路增益会降低。 1MΩ的R f通常与陶瓷谐振器一起使用。

阻尼电阻Rd具有以下功能，但有时省略。它使逆变器和反馈电路之间的耦合松动;从而减小逆变器输出侧的负载。此外，反馈电路的相位稳定。它还提供了一种降低高频增益的方法，从而防止了寄生振荡的可能性。

负载电容：负载电容C L1和C L2提供180°的相位滞后。应根据应用，使用的IC和频率正确选择这些值。如果C L1和C L2的值低于必要值，则高频环路增益会增加，从而增加了寄生振荡的可能性。这特别有可能在厚度振动模式所在的4-5MHz附近。

该电路中的振荡频率（f OSC）大致由下式表示。

其中，f r：陶瓷谐振器的谐振频率。

C1：陶瓷谐振器的等效串联电容。

C0：陶瓷谐振器的等效并联电容。

C L = C L1•C L2 / C L1 + C L2

这清楚地表明振荡频率受负载电容的影响。当需要对振荡频率的严格公差时，应注意定义其值。

CMOS反相器：CMOS反相器可用作反相放大器; 4069 CMOS组的单级型最有用。由于增益过大，环形振荡或CR振荡是使用三级缓冲型逆变器（如4049组）时的典型问题。 ECS采用RCA CD4O69UBE作为CMOS标准电路，如图3.2所示。

HCMOS逆变器电路：最近，高速CMOS（HCMOS）越来越多地用于允许微处理器的高速和低功耗的电路。

HCMOS逆变器有两种类型：非缓冲74HCU系列和带缓冲器的74HC系列。 74HCU系统是陶瓷谐振器的最佳选择。见图3.3

TTL逆变器电路：由于阻抗匹配，负载电容C L1和C L2的值应大于CMOS的值。此外，反馈电阻R f应小至几KΩ。注意，需要偏置电阻R d来正确确定DC工作点。

频率相关：振荡器电路如图所示

以下页面是ECS标准测试电路。这些电路中使用的逆变器被广泛接受为工业标准，因为它们的特性代表了同一系列（CMOS / HCMOS / TTL）中微处理器中的特性。当然，应用将使用不同的IC，并且可以预期，振荡器电路特性将因IC而异。

通常，这种变化可以忽略不计，并且可以简单地通过将处理器分类为CMOS，HCMOS或TTL来选择陶瓷谐振器部件号。

鉴于标准ECS陶瓷谐振器在下页中对测试电路进行100％频率分类，因此将标准电路的振荡频率与客户指定电路的振荡频率相关联相对容易。

例如，如果使用的微处理器是摩托罗拉6805，频率为4MHz，那么正确的ECS部件号将是ZTA4.OMG（频率分类到CD4O69UBE CMOS测试电路）。电路参数应选择如下：

通过实际设置该电路以及下面图3.1所示的标准测试电路，可以确定使用带有6805处理器的ZTA4.OMG时可以预期的平均偏移。 实际数据如下所示：

根据这些数据，可以预测标准ZTA4.00MG谐振器的频率偏离原始的4.00MHz±0.5％初始容差约+ 0.06％。 这当然是一个可以忽略不计的转变，不会以任何方式影响电路性能。

 各种IC / LSI电路：

通过充分利用前面提到的特征，陶瓷谐振器与各种IC组合在一起被广泛应用。以下是一些实际应用示例。

微处理器的应用：陶瓷谐振器是各种微处理器的最佳稳定振荡元件：4位，8位和16位。由于微处理器参考时钟所需的一般频率容差为±2％ -  3％，因此标准单元满足此要求。向您的ECS或LSI制造商询问电路常数，因为它们随频率和使用的LSI电路而变化。图A显示了具有4位微处理器的应用程序，图B显示了具有8位微处理器的应用程序。

遥控器IC：遥控器越来越成为一种常见功能。振荡频率通常为400-500 KHz，455KHz是最受欢迎的。该455KHz被载波信号发生器分频，从而产生大约38KHz的载波。

VCO（压控振荡器）电路：VCO电路用于电视和音频设备，因为信号需要与广播电台发送的导频信号同步处理。最初使用振荡电路，例如LC和RC;然而，现在使用陶瓷谐振器，因为它们不需要调整并且具有优于旧型电路的稳定性。用于VCO应用的谐振器需要具有宽的可变频率

其他：除上述用途外，陶瓷谐振器广泛用于IC用于语音合成和时钟生成。对于一般的定时控制应用，振荡频率通常由用户根据IC制造商推荐的工作频率范围选择。用给定的IC选择这个频率将决定什么电路值和哪个陶瓷谐振器是合适的。选择陶瓷谐振器部件号时，请联系您当地的ECS销售代表。

如前所述，陶瓷谐振器有许多应用。一些更具特定应用的振荡器电路要求为该应用和IC开发独特的陶瓷谐振器。

振荡上升时间

振荡上升时间是指在激活IC的电源时振荡从瞬态区域发展到稳定区域的时间。使用陶瓷谐振器时，它定义为在稳定条件下达到振荡电平的90％的时间如图6.1所示。

上升时间主要是振荡电路设计的函数。通常，较小的负载电容，较高频率的陶瓷谐振器和较小尺寸的陶瓷谐振器将导致较快的上升时间。随着谐振器的电容减小，负载电容的影响变得更明显。图6.2显示了对负载电容（C L）和电源电压的上升时间的实际测量。值得注意的是，陶瓷谐振器的上升时间比石英晶体快一到二十倍。 （这一点在图6.3中用图解说明）

启动电压：启动电压是指振荡电路可以工作的最小电源电压。所有电路元件都会影响启动电压。它主要取决于IC的特性。图6.4示出了相对于负载电容的起始电压特性的实际测量的示例。

陶瓷共振器振荡特性

下面描述基本电路中振荡的一般特性。有关特定类型的IC和LSI的振荡特性，请与泰河电子联系。

在-20°C至+ 80°C的范围内，温度变化的稳定性为±0.3至0.5％，尽管根据陶瓷材料的不同而略有不同。负载电容（C L1，C L2）对振荡频率的影响相对较高，可以根据f OSC的公式计算.ffC。由于电容，变化约±0.1％

工作电压范围内的偏差为±0.1％。 f OSC。也随IC的特性而变化。

电源电压变化特性：有关给定振荡频率的实际稳定性测量示例，请参见下面的图1。

振荡水平：以下是振荡水平对温度，电源电压和负载电容（C L1，C L2）的实际测量示例。振荡水平要求在很宽的温度范围内保持稳定，并且温度特性应尽可能平坦。除非IC具有内部恒定电压电源，否则这种变化与电源电压呈线性关系。

石英晶体振荡器广泛用作各种电子系统中的频率和时间标准。虽然石英晶体振荡器非常适合于任务，但在要求苛刻的应用中的最佳性能，如同任何精密器件一样，需要深入了解器件特质。

衰老是振荡器的长期频率漂移。虽然精心设计和制造可以最大限度地减少运输时的老化，但振荡器的使用寿命会持续老化，并受到断电存储的环境和持续时间的影响。本文重点介绍了造成老化的物理过程，并解释了为何在进行断电存储后，在振荡器频率调整之前强烈建议重新稳定时间。

老龄化有两个基本原因。首先，石英晶体谐振器的频率受电极质量的强烈影响。电极或石英毛坯表面的污染增加了谐振器质量，从而降低了谐振频率。水蒸气是这种污染的罪魁祸首，尽管氧气和碳氢化合物也会引起问题。用于将谐振器安装在其外壳中的导电粘合剂的除气也是一个因素。结晶石英和金属电极都是亚微观尺度的多孔，有大量的小空腔，含有污染物。污染始终存在于某种程度，但生产过程如臭氧清洗，高温真空烘烤，以及使用硬真空可以将污染影响降至几乎可以忽略的程度。

如果污染物保留在原位，污染就不会成为问题。不幸的是，新晶体上的污染，特别是安装在高温下操作的恒温晶体振荡器中的晶体，在蒸发，吸附，冷凝和机械加速的影响下移动。结果，新的振荡器迅速老化，直到污染物运动稳定。

机械应力是振荡器老化的第二个原因。晶体是原子的有序晶格，其形状与原子间距一起决定了晶体的物理性质，如介电常数和弹性。许多这些特性影响共振频率。机械应力使原子晶格变形，稍微改变原子间距，从而稍微改变晶体的物理性质。如果受到应力的晶格恰好是石英晶体谐振器，则结果是谐振频率略有变化。因此，AT切割谐振器暴露于机械应力移位频率。双旋转晶体（例如IT切割或SC切割）部分地受到应力补偿，并且受到应力的影响较小。因此，双重旋转切割的再稳定时间较短，但这些谐振器制造起来要困难得多，并且比普通的AT切割谐振器更昂贵。

石英晶体谐振器中的应力有很多来源;来自安装夹的弹簧作用的安装应力，导电粘合剂在设定时的收缩，来自制造期间的切割和研磨操作的残余应力以及差异的热膨胀和收缩。最后一个因素在烘箱振荡器中特别有意义，因为每次施加功率时晶体从室温加热到约80℃，并且因为晶体石英中的热膨胀系数在每个轴上是不同的。

由于石英传导热量很差，热梯度很陡并且消散得很慢。当谐振器的边缘与安装夹接触时，过热的AT切割谐振器在预热期间会受到强烈的应力引起的频率瞬变。比中心。这个瞬态在图中可见，因为在开启后4到5分钟出现了尖锐的频率下冲。刚刚开启后新振荡器中的残余应力达到最大值，在操作的前几天缓慢放松，直到达到平衡条件。

对于新的振荡器，来自污染物再分配和应力松弛的频率变化高达每天十亿分之几。 VECTRON晶振的标准做法是燃烧或老化新的振荡器，同时持续监测频率，直到日常老化速率稳定。所需的时间取决于振荡器频率和晶体切割以及指定的老化速率。典型的老化持续时间从不到一周到几周不等。

当一个新的“老化”振荡器关闭时会发生什么？当冷却时，静电振荡器重新获得机械应力，应力的大小是炉温和环境温度之差的函数。尽管在较低温度下应力松弛率大大降低，但这种应力最终会消失。

当振荡器关闭时，污染物开始再次向新的平衡状态移动。如前所述，在较低温度下重新分配的速度要小得多。如果断电时间很短，并且存储温度适中，则振荡器将恢复到接近于在短暂预热期后在装运时测量的老化速率。实际频率接近 - 但不相同 - 由于滞后并且因为在断电期间老化持续，但不一定是相同的速率。

延长的断电间隔，或（根据对受试者的一些参考）在断电间隔期间暴露于极端温度允许更大程度的应力松弛和污染物重新分布。在这种情况下，在原始生产老化期间获得的一些老化稳定性丢失。因此，当重新施加功率时，需要更长的再稳定时间来达到先前的老化速率。重建期间有所不同。 24小时后对三次泛音AT切割恒温振荡器的再稳定化表示非应力补偿晶体的非常好的性能。甚至少量晶体污染的存在将显着延长再稳定期。

这在实践中意味着什么？首先，如果可能的话，应该持续为恒温振荡器供电。如果电源中断是不可避免的，请注意振荡器将比正常预热需要一些时间才能恢复到先前的老化速率，并且由于老化和滞后，不太可能返回到完全相同的频率。 AT切割谐振器的迟滞不太可能比10-8中的几个部分好得多。重新稳定期间的频率调整不是一个好主意。凭借其设计精密恒温振荡器的丰富经验，Vectron晶振能够协助确定适当的再稳定期，特别是在断电期超过几天且需要更长的再稳定期的情况下。

从早期的无线电到雷达，以及现在的数字计算，每个电路都需要一个时钟或心跳来指导其功能。时序控制从低功率到高精度的各种应用中的处理速率，数据连接和RF传输频带。时间已成为一个多元化的工程领域。考虑到可以设计时钟电路的多种方式以及每年引入该行业的许多进步，工程师应该定期重新考虑其时序考虑因素。以下是基本计时设备列表以及使用它们的最佳时间。

1.LC谐振器

LC谐振器是最简单和常用的定时电路，由放大器，电感器和电容器组成。主要优点包括低成本和易于集成，特别是在高频率下。然而，它不是非常准确，并且随温度变化很大。这种可变性提供了一个额外的属性：宽拉范围。因此，在开发小型或高度集成的压控振荡器（VCO）时，LC是首选的谐振器。这些振荡器在PCB或片上设计用于跟踪或锁定其他频率。由于温度可以使频率+/- 10,000 ppm或更高，因此LC不够精确，无法单独运行。

2.陶瓷谐振器

陶瓷谐振器的主要优点是成本。如果您正在寻找最低成本和稳定的解决方案，那么这项技术可以帮助您实现这一目标。不要指望在整个温度范围内稳定性小于+/- 1000ppm。该谐振器成本低，但不能用于精确或甚至部分精确的定时。玩具，低端设备和低端MCU应用程序等通用应用程序可以摆脱这种不精确的程度。如果您需要更高的精度，其他谐振器将帮助您。

3.石英晶体

石英晶体因其自补偿温度稳定性，出色的初始精度和适中的成本而成为时间之王。作为谐振器，它具有高Q值，可实现极低的在线噪声。批量生产已经对这些设备的精度和成本进行了微调，因此价格适中的晶体现在可以实现+/- 20ppm至+/- 50ppm的总体精度。它具有出色的稳定性，是当今许多连接协议的理想时间基础，从Wi-Fi，Zigbee和蓝牙到汽车LIN / CAN，以太网，UART和工业应用。定时MCU和使用石英晶体的处理器提供的精度可以满足常见的连接协议。但是，有些协议需要更高的性能。晶体的精度可以提高。

4.石英晶体振荡器（XO）

石英晶体振荡器集成了振荡器芯片和石英晶体。它提供了石英的准确性和低噪声优势，但降低了电路板走线引起的可变性。在某些情况下，振荡器芯片还将基本石英频率乘以应用所需的频率。在非常低噪声的系统中使用XO而不是裸石英晶体是必要的，例如高速通信，光学互连，光学模块，测试和测量以及先进的RF应用。XO以高频率提供低噪声，这对于使用普通晶体来说是难以实现的。高性能系统中使用的顶级频率如100MHz，156.25MHz或312.5MHz需要使用XO提供的差分LVPECL，LVDS，HCSL或CML信号进行调理。

5.温度补偿晶振（TCXO）

虽然XO提供缓冲和频率转换，但它们跟踪石英晶体毛坯的精度。若干通信和电信应用，例如点对点RF，GNSS / GPS，移动电话，LPWAN网关和其他精密RF连接系统，需要在整个温度范围内具有+/- 0.5ppm至+/- 2.5ppm的频率稳定性。Stratum III需要+/- 0.28ppm的稳定性。裸露的石英不够稳定，不易达到低于10ppm的稳定性。TCXO经历了一个制造流程，可以测量和校准其频率偏差。明显的缺点是成本。请记住，没有什么比终端系统中不可操作的数据链路更昂贵。

6.烤箱控制的晶体振荡器（OCXO）

OCXO可以达到几乎不可想象的精度水平+/- 0.1ppm至0.1ppb或更高的温度。TCXO技术不仅使用温度校准。OCXO通过添加二阶控制 - 石英毛坯的温度来实现稳定性。在启动时，OCXO将石英毛坯加热到比环境温度高约10度，并将温度控制在该水平，从而最大限度地减少温度扰动。在许多情况下，OCXO还具有机械防护冲击和振动功能，使终端系统能够实现最大时钟精度以满足要求。与军用和雷达相关的许多应用以及用于移动电话的基站收发信台（BTS）需要这种精确度。快速移动车辆中的先进高精度GPS也需要高精度。

7.微电子机械系统（MEMS）

MEMS技术与石英并行发展。MEMS基于硅而非石英晶体，具有小型化和抗冲击和振动的优点。由于与MEMS谐振器相关的复杂性，MEMS的主要缺点是成本。虽然它可以用于晶体，XO和TCXO涵盖的各种应用中，但是当需要高耐久性时，MEMS是最佳的。此外，在尺寸为1.6 x 1.2mm的超小尺寸下，MEMS与晶体竞争非常激烈。可穿戴设备，无线充电板，工业控制，机器人，无人机和AR / VR等应用可以充分利用MEMS的耐用性和尺寸。

由于视频和其他内容的传送导致移动流量的增加，移动通信网络中基站的业务容量变得越来越紧张。作为解决方案，已经提出通过增加小小区的数量来减少宏小区的负担，并且预期将来对小小区的需求将继续增加。

   另一方面，为了将每个网络节点和基站的时间误差减少到5G，需要越来越高精度和高稳定性的时钟。

应用于每个电信公司核心部分的顶部时钟（PRTC / T-GM）通过铯和铷等原子钟实现了极高的精度。安装在网络上的每个设备都与这个顶部时钟同步，但是如果由于某种原因无法实现同步，则需要以其自身的准确度继续通信定义了Holdover的准确性，它确保了在时间之前基于同步数据的准确性，以及以其自身精度操作的自由运行的准确性。

高精度的TCXO(温补晶振)是可以作出温度补偿功能的振荡器，可实现与OCXO(恒温晶体振荡器)一样的高精度值.这类的高精度TCXO振荡器主要用于网络基础设施.为了在4G以及5G中实现高同步设置,村田陶瓷谐振器公司正在开发频率稳定度为STRATUM 3级或者更高级别的产品.除了存在或者不存在Vc功能外,输出波型还可以选择两种类型的：削波正弦和CMOS.

虽然说5G时代的到来是需要更精确的定时装置,但OCXO晶振高精度装置往往在成本上面会有着很大的差异,尺寸功耗大等问题都会影响到客户的使用与设计.因此,muRata晶振公司经过多方面的研究与探讨,从TCXO振荡器着手,通过提高TCXO的准确性从而创造一个不需要OCXO振荡器的世界.

村田陶瓷振荡器公司所研发的高精度TCXO振荡器具有与OCXO振荡器相同的温度特性,在-40~+85度的温度范围内具有+-200ppb的高精度。以确保G.8262对以太网设备时钟所需要的精度.以确保可以正常自由的运行.

现村田陶瓷振荡子晶振公司正在开发具有扩展温度范围的产品,以应对恶劣的环境.

1. Introduction 

When ordering crystals for oscillators that are to operate at a frequency f, e.g. 32.768 kHz or 20 MHz, it is usually not sufficient to specify the frequency of operation alone. While the crystals will oscillate at a frequency near their series resonant frequency, the actual frequency of oscillation is usually slightly different from this frequency (being slightly higher in “parallel resonant circuits”).1 

So, suppose you have a crystal oscillator circuit and you want to purchase crystals such that when placed in this circuit the oscillation frequency is f. What do you need to tell the crystal manufacturer to accomplish this? Do you need to send a schematic of the oscillator design with all the associated details of its design, e.g. choice of capacitors, resistors, active elements, and strays associated with the layout? Fortunately, the answer is no. In addition to the frequency f, all that is needed is a single number, the load capacitance CL . 

2. What is CL ? 

Suppose your crystal oscillator operates at the desired frequency f. At that frequency, the crystal has complex impedance Z, and for the purposes of frequency of operation, this is the only property of the crystal that matters. Therefore, to make your oscillator operate at the frequency f, you need crystals that have impedance Z at the frequency f. So, at worst, all you need to specify is a single complex number Z = R+jX. In fact, it is even simpler than this. 

While in principal one should specify the crystal resistance R at the frequency f, usually the crystal-to- crystal variation in R and the oscillator’s sensitivity to this variation are sufficiently low that a specification of R is not necessary. This is not to say that the crystal resistance has no effect; it does. We shall discuss this further in Section 4. 

So, that leaves a single value to specify: The crystal reactance X at f. So, one could specify a crystal having a reactance of 400 ? at 20 MHz. Instead,however, this is normally done by specifying a capacitance C L and equating.

where we have set ω = 2πf. Physically, at this frequency, the impedance of the series combination of the crystal and a capacitance C L has zero phase (equivalently, has zero reactance or is purely resistive). See Figure 1. To see this, consider

where the second step follows by Equation (1) and the fact that the reactance of a capacitance C is -1/( ωC).

Figure 1—This series combination has zero-phase impedance at a frequency where the crystal has load capacitance CL

So, the task of assuring proper oscillation frequency is the task of providing components (crystals in this case) that, at the specified frequency, have the required reactance, which is stated in terms of a capacitance CL by Equation (1).2 For example, instead of specifying crystals having a reactance of 400 ? at 20 MHz, we specify crystals having a load capacitance of 20 pF at 20 MHz, or more normally, we specify that the crystal frequency be 20 MHz at a load capacitance of 20 pF. 

In “parallel resonant circuits,” CL is positive, typically being between 5 pF and 40 pF. In this case the crystal operates in that narrow frequency band between the crystal’s series and parallel resonant frequencies (F s and F p , respectively).

While a truly “series resonant circuit” does not have a load capacitance associated with it [or perhaps an infinite value by Equation (1)], most “series resonant circuits” actually operate slightly off of the series resonant frequency and therefore do have a finite load capacitance (that can be positive or negative).However, if this offset is small and specifying a load capacitance is not desired, it can either be ignored or handled by a slight offset in the specified frequency f.

As we shall see in Section 4, both the oscillator and the crystal determine C L . However, the crystal’s role is rather weak in that in the limit of zero resistance,the crystal plays no role at all in determining C L . In this limiting case, it makes sense to refer to C L as the oscillator load capacitance as it is determined entirely by the oscillator. However, when it comes time to order crystals, one specifies crystals having frequency f at a load capacitance C L , i.e. it is a condition on the crystal’s frequency. Because of this,it would be reasonable to refer to C L as the crystal load capacitance. For the sake of argument, we simply avoid the issue and use the term loadcapacitance.

注释：1> When ordering crystals for series resonant operation,instead of specifying a value for C L , be sure to state that the frequency f refers to the series-resonant frequency, F s .

2> This is not to say that all aspects of frequency determination are tied to this single number. For example,other aspects of the crystal and oscillator determine whether the correct mode of oscillation is selected and the system’s frequency stability (short and long term).

3. Defining F L at C L

We now take Equation (1) as our defining relation for what we mean by a crystal having a given frequency at a given load capacitance.

Definition: A crystal has frequency F L at a load capacitance C L when the reactance X of the crystal at frequency F L is given by Equation (1), where now ω = 2πF L .

Recall that, around a given mode, the reactance of a crystal increases from negative values, through zero at series resonance, to large positive values near parallel resonance where it rapidly decreases to large negative values, and then again it increases towards zero. (See Reference [1].) By excluding a region around parallel resonance, we have a single frequency for each value of reactance. In this way,we can associate a frequency F L given a value of C L .So, positive values of C L correspond to a frequency between series and parallel resonance. Large negative values of C L , correspond to a frequency below series resonance while smaller negative values correspond to frequencies above parallel resonance.(See Equation (3) below.)

3.1. The crystal frequency equation So, how much does the frequency of oscillation depend on the load capacitance C L ? We can answer this question by determining how the crystal frequency F L depends on the crystal load capacitance CL . One can show that to a very good approximation that

where C 1 and C 0 are the motional and static capacitances of the crystal, respectively. (See Reference [1] for a derivation and discussion of this relation.) For the purposes of this note, we shall refer to Equation (3) as the crystal frequency equation.

This shows the dependence of a crystal oscillator’s operational frequency on its load capacitance and its dependence on the crystal itself. In particular, the fractional frequency change when changing the load capacitance from C L1 to C L2 is given to good approximation by

3.2. Trim sensitivity

Equation (3) gives the dependence of operating frequency F L on the load capacitance C L . The negative fractional rate of change of the frequency with C L is known as the trim sensitivity, TS. Using Equation (3), this is approximately

From this we see that the crystal is more sensitive to given change in C L at lower values of C L .

4. But what determines C L ?

Consider the simple Pierce oscillator consisting of a crystal, an amplifier, and gate and drain capacitors as shown in Figure 2.

There are at least three stray capacitances that must be considered in trying to calculate the load capacitance of the Pierce oscillator circuit.

1.  An added capacitance from the input of the amplifier to ground. Sources for this could be the amplifier itself and trace capacitance to ground. As this capacitance is in parallel with C G , we can simply absorb this into our definition of C G . (That is C G is the capacitance of the capacitor to ground plus any additional capacitance to ground on this side of the amplifier.)

2.  An added capacitance from the output of the amplifier to ground. Sources for this could be the amplifier itself and trace capacitance to ground. As this capacitance is in parallel with C D , we can simply absorb this into our definition of C D . (That is C D is the capacitance of the capacitor to ground plus any additional capacitance to ground on this side of the amplifier.)

3.  A stray capacitance C s shunting the crystal as shown in Figure 2.

Redefining C G and C D as discussed above, it then follows [2] that one of the conditions for oscillation is 

Where

is the impedance of the parallel combination of the crystal and the capacitance C s and R o is the output resistance of the amplifier.

It can be shown that the crystal resistance R as a function of load capacitance C L is given approximately by (provided C L is not too small)

where R 1 is the motional resistance of the crystal [1].It then follows that (provided C L – C s is not too small)

And

With these results, Equation (6) gives the following equation for C L

where R ′ is approximated by Equation (9). Note that the equation for C L is actually a bit more complicated than it might seem at first as R ′ depends upon on C L.It can be seen that C L decreases as R 1 increases, and so by Equation (3), the frequency of operation increases with crystal resistance. So, the load capacitance does have a dependence on the crystal itself. But as we have mentioned previously, the variation in crystal resistance and resulting sensitivity to this variation is usually sufficiently low that the dependence can be ignored. (In this case, a nominal value for crystal resistance is used in calculating C L .)

However, sometimes the resistance effect cannot be ignored. Two crystals tuned so that both have exactly the same frequency at a given load capacitance C L can oscillate at different frequencies in the same oscillator if their resistances differ. This slight difference leads to an increase in the observed system frequency variation above that due to crystal frequency calibration errors and the board-to-board component variation.

Note that in the case of zero crystal resistance (or at least negligible compared to the output resistance Ro of the amplifier), Equation (11) gives

So, in this case, the load capacitance is the stray capacitance shunting the crystal plus the series capacitance of the two capacitances on each side of the crystal to ground.

5. Measuring CL

While in principal one could calculate C L from the circuit design, an easier method is simply to measure C L . This is also more reliable since it does not rely on the oscillator circuit model, takes into account the strays associated the layout (which can be difficult to estimate), and it takes into account the effect of crystal resistance. Here are two methods for measuring C L .

5.1 Method 1

This method requires an impedance analyzer, but does not require knowledge of the crystal parameters and is independent of the crystal model.

1.  Get a crystal that is similar to those that will be ordered, i.e. having similar frequency andresistance.

2.  Place this crystal in the oscillator and measurethe frequency of operation F L . In placing the crystal into the circuit, be careful not to damage it or do anything to cause undue frequency shifts.(If soldered in place, allow it to cool down to room temperature.) A good technique that avoids soldering is simply to press the crystal onto the board’s solder pads using, for example,the eraser end of a pencil and observe the oscillation frequency. Just be careful that the crystal makes full contact with the board. The system can still oscillate at a somewhat higher frequency without the crystal making full contact with the board.

3.  Using an impedance analyzer, measure the reactance X of the crystal at the frequency F L determined in Step 2.

4.  Calculate C L using Equation (1) and the measured values for F L ( ω = 2πF L ) and X at F L .

5.2 Method 2

This method is dependent upon the four-parameter crystal model and requires knowledge of these parameters (through your own measurement or as provided by the crystal manufacturer).

1.  Get a crystal that is similar to those that will be ordered, i.e. having similar frequency and resistance.

2.  Characterize this crystal. In particular measure its series frequency Fs , motional capacitance C1,and static capacitance C0.

3.  Place this crystal in the oscillator and measure the frequency of operation F L (as in Method 1,Step 2.)

4.  Calculate C L using Equation (3) and the measured values for F L , F s , C 1 , and C 0 .

It is recommended that either procedure be followed with at least 3 crystals. When done properly, this technique often gives values for C L that are consistent to about 0.1 pF. Further confidence in the final results can be found by repeating the procedure for a number of boards to estimate the board-to-board variation of C L .

Note that in the above, F L does not have to be precisely the desired oscillation frequency f. That is, the calculated value for C L is not a strong function of the oscillation frequency since normally only the crystal is strongly frequency dependent. If, for some reason, the oscillator does have strong frequency dependent elements, then using this procedure would be quite difficult.

6. Do I really need to specify a value for CL ?

There are at least three cases where a specification of C L is not necessary:

1.  You intend to operate the crystals at their series-resonant frequency.

2.  You can tolerate large errors in frequency (on theorder of 0.1% or more).

3.  The load capacitance of your circuit is sufficiently near the standard value (see crystal data sheet) that the frequency difference is tolerable. This difference can be calculated with Equation (4).

If your application does not meet one of the three conditions above, you should strongly consider estimating the load capacitance of your oscillator and use this value in specifying your crystals.

What is Tri-State Function?

トライステート関数とは

1. In oscillator with Tri-state function, oscillator output can be controlled by the Tri-state pin as follows:
Logic High : Output Enable
Logic Low :Output Disable

トライステート機能付きオシレータでは、次のようにトライステートピンでオシレータ出力を制御できます。
ロジックハイ：出力イネーブル
ロジックロー：出力ディセーブル
2. The Tri-state function would allow output pin to assume high-impedance state, effectively removing the oscillator output from the circuit.

トライステート機能により、出力ピンをハイインピーダンス状態にすることができ、回路から発振器の出力を効果的に取り除くことができます。

3. Oscillator circuits can remain on or be turned off while output is disabled in Tri-State.

出力がトライステートでディスエーブルされている間、発振回路はオンのままにするかオフにすることができます。

Oscillator Operating Mode in Tri-state:Oscillator Circuits Off

トライステートの発振器動作モード：発振器回路オフ

•Advantage :Lower standby current

•利点：スタンバイ電流が低い

•Drawback :Longer startup time:( Fundamental mode > 0.2mS),( 3rd Overtone mode > 2mS)

•欠点：起動時間が長くなります:(基本モード> 0.2ミリ秒）、（3倍音モード> 2ミリ秒）

Oscillator Operating Mode in Tri-state:Oscillator Circuits On

トライステートのオシレータ動作モード：オシレータ回路オン

•Advantage:Shorter output enable time(< 0.1mS)

利点：短い出力イネーブル時間（<0.1mS）

•Drawback:Higher standby current

欠点：高いスタンバイ電流

Standby Current Comparison between Different Oscillator Operating Mode

異なる発振器動作モード間の待機電流の比較

•Only PX/PY series have oscillator on/off option when output is disabled.

出力が無効の場合、PX / PYシリーズのみオシレータのオン/オフオプションがあります。

•All other oscillator series have oscillator turned off in Tri-state.

他のすべての発振器シリーズは、トライステートで発振器がオフになっています。

How to Disable Tri-State Function

トライステート機能を無効にする方法

•If Tri-state function is no needed, the Tri-state pin shall be connected to the Vcc pin or left floating.

トライステート機能が不要な場合は、トライステートピンをVccピンに接続するか、フローティングのままにします。

There is a internal pull- up resistor which would enable output if Tri-state pin is left floating.

トライステートピンをフローティングのままにしておくと、出力をイネーブルする内部プルアップ抵抗があります。

•TAITIEN recommends connecting Tri-State pin to VCC if Tri-state function is not needed.

トライステート機能が不要な場合は、トライステート端子をVCCに接続することをお勧めします。

当前最先进的通信电路,例如：

•μWave频率上变频器

•点对点μWave回程

•卫星调制解调器

•高端网络

•测试和测量设备

都有一个共同点;极低的相位噪声频率参考.从历史上看,为了达到这种水平的相位噪声,振荡器制造商依靠SC-Cut晶振或第5或第7泛音AT-Cut晶体作为参考振荡器解决方案.

前者产生的OCXO体积庞大,功耗过大而且相当昂贵.后者实施起来很复杂,频率提供有限,并且抑制了系统自动校正老化和温度漂移的能力.

解决成本,尺寸,功率,频率稳定性和长期老化校正的综合挑战;Abracon开发了ABLNO系列VCXO晶振,具有出色的相位噪声特性,采用9x14mm封装.

提供50.0MHz和156.25MHz之间的十五个标准频率;这些器件为设计人员提供了全面的参考时序选择.此外,如果系统要求不能使用电压可控振荡器,ABLNO系列可提供固定时钟配置.

图(1)示出了50MHz载波处的典型相位噪声,而图(2)和(3)分别表示100MHz和156.25MHz载波处的典型相位噪声.表(1)总结了在这些载波上配置为VCXO振荡器的ABLNO系列的典型相位噪声性能,而表(2)表示绝对最差情况下的相位噪声特性.

表格1)

典型的相位噪声性能

表(2)

最差情况保证相位噪声性能

ABLNO系列采用经过特殊处理的第3版Overtone,AT-Strip石英晶体设计,采用各种处理技术进行优化,可在温度范围内提供极高的无负载“Q”和频率稳定性.这些晶体和振荡器电路的组合设计具有同类最佳的相位噪声作为主要目标;在载波的12kHz至20MHz的最佳带宽范围内产生了极低的均方根抖动.

表3)

ABLNO系列rms抖动

为了确保出色的相位噪声性能,ABLNO系列不仅满足上述设计的性能参数,而且Abracon还对100％的产品进行了相位噪声和均方根抖动兼容性的室温测试.

如前所述,Abracon已经制定了专有的Quartz-Blank处理技术,以显着降低这些器件的频率与温度误差.通常,相对于25ºC下的测量频率,ABLNO系列器件的误差小于±12ppm(最大值为±18ppm).在-40ºC至+85ºC的工作温度范围内可确保稳定性,如下图(4)所示.

此外,这些器件在10年的产品寿命期间保证比±7ppm的老化更好.为了在此期间实现频率校正能力,VCXO配置中保证了±28ppm的最小频率牵引能力,见图(5).

当需要标准XO(晶体振荡器)或VCXO(压控晶体振荡器)无法达到的温度稳定性时,TCXO是必需的.

温度稳定性是振荡器频率随温度变化的量度,并且以两种方式定义.一种常见的方法是使用“加/减”规格(例如：±0.28ppm对比工作温度范围,参考25°C-温度范围通常为-40至85°C或-20至70°C).该规范告诉我们,如果我们将25°C的频率设为标称频率,则器件频率将偏离或低于该标称频率不超过0.28ppm.这与指定温度稳定性的第二种方式不同,即使用峰峰值或仅使用没有参考点的正/负值.在第二种情况下,我们不能说我们知道频率会高于或低于频率将会发生多大变化-只是我们知道总的范围是多少.通常,使用来自定义的参考点的正负值来指定设备.

TCXO晶振对工程师非常有用,因为它们可以在比电路板上具有相同功耗和占用空间的标准VCXO更好的温度稳定性的10倍到40倍之间使用.TCXO弥合了标准XO或VCXO与OCXO之间的差距,这些差距更高,需要更多功率才能运行.推动技术的目标是降低功耗,当然还要降低成本,因此TCXO为功耗和成本敏感的应用提供了良好的中端解决方案.

Figure1.TheTemperatureStabilityrangesofvariousoscillatortypes

图1是不同振荡器类型的典型温度稳定性的示意图,范围从标准VCXO的50ppm到高性能OCXO的0.2ppb.轴反转使得曲线在增加温度稳定性的方向上增长.TCXO稳定性范围涵盖VCXO和OCXO之间的中间位置(在某些情况下,重叠某些OCXO性能).

TCXO晶振温度稳定性水平(从5ppm到50ppb)通常是必要的,因为振荡器将独立工作,无论是在没有外部频率参考的系统中的自由运行模式,还是作为固定频率参考TCXO在开环中工作的合成器,用于驱动DDS(直接数字合成),而DDS而不是TCXO被“锁定”到外部参考.

后一种情况(TCXO是开环,频率在DDS设置)正变得越来越普遍,因为设计人员发现使用DDS解决方案可以通过使用数模转换器控制TCXO来实现更好的频率分辨率.由于转向是在DDS而不是振荡器中完成的,因此设计人员需要能够对固定基准的频率如何随温度变化做出某些假设,以便他们可以相应地规划锁相环的设计.由于灵活性,它们允许TCXO用于许多频率控制应用,但一个重要领域是小型蜂窝基站(毫微微,微型和微微),通常它们被用作定时分配芯片的固定频率源. 

TCXO温度补偿晶振如何运作

在非常基本的术语中,TCXO通过采用温度补偿网络来操作,该网络感测环境温度并将晶体拉至其标称值.基本振荡器电路和输出级与VCXO中的预期相同.

图2是简化的TCXO功能框图.

图2.TCXO功能块

这个想法是补偿网络驱动牵引网络,然后调整振荡器的频率.

图3是发生了什么的概述-未补偿的晶振频率响应温度(红色)就像一个三阶多项式曲线(如果你采用振荡器非线性效果,更像是第五个),所以目标是补偿网络是为了抵消温度对晶体的影响而产生的电压是有效的关于晶体曲线温度轴的镜像.补偿电压显示为蓝色,得到的频率/温度曲线以绿色显示.

图3.温度补偿

实现这一目标的方法随着时间而改变.使用的第一种方法之一是直接补偿技术,其中使用热敏电阻,电容器和电阻器网络来直接控制振荡器的频率.温度的变化导致热敏电阻(图4中的RT1和RT2)发生变化,这会导致网络的等效串联电容发生变化-这反过来会改变晶体上的电容负载,从而导致频率的变化.振荡器.

图4.直接补偿

在随后的开发中(图5中所示的间接补偿),热敏电阻(RT1至RT3)和电阻(R1至R3)的网络用于产生与温度相关的电压.对网络的输出电压进行滤波,然后用于驱动变容二极管,该变容二极管改变晶振上的负载,再次导致频率变化.

图5间接补偿

目前的方法将补偿网络和拉网络集成到一个集成电路中(如图6所示),补偿网络的作用由一组运算放大器组成,这些运算放大器在一起产生温度上的3阶或5阶函数.与间接补偿方法一样,该电压用于驱动变容二极管,这反过来又改变了振荡器的输出频率.由于晶体特性的变化意味着没有“一刀切”的功能,因此在TCXO的温度测试期间得出了解决方案.两个电容器阵列用于将室温下的频率调节到标称值,然后在测试期间获得温度补偿功能所需的设置并存储在片上存储器中.

图6综合补偿

最后一种方法通常被称为“数字控制模拟补偿”,并且在小型TCXO设计中常见,因为可以在单个ASIC中提供大量功能.

诸如晶体振荡器之类的信号源在输出频率附近产生一小部分不希望的能量（相位噪声）。 随着通信和雷达等系统性能的提高，它们采用的晶体振荡器的频谱纯度越来越重要。

在频域中测量相位噪声，并且表示为在与期望信号的给定偏移处的1Hz带宽中测量的信号功率与噪声功率的比率。在所需信号的各种偏移处的响应图通常由对应于振荡器中的三个主要噪声产生机制的三个不同斜率组成，如图1所示。相对靠近载波（区域A）的噪声称为闪烁FM噪声;其大小主要取决于晶体的质量。 最佳近距离噪声结果是在4-6 MHz范围内使用5次泛音AT切割晶体或第3次泛音SC切割晶体获得的。虽然平均效果不是很好，但使用10 MHz区域中的3个泛音晶体也可以获得出色的近距离噪声性能，尤其是双旋转型（参见第41页，有关双旋转SC和IT切割晶体的讨论）。较高频率的晶体由于其较低的Q值和较宽的带宽而导致较高的近距噪声。

图1中B区的噪声称为“1 / F”噪声，是由半导体活动引起的。采用低噪声“L2”晶体振荡器的设计技术将其限制在非常低的，通常无关紧要的值。

图1的区域C称为白噪声或宽带噪声。 “L2”晶体振荡器中的特殊低噪声电路相对于标准设计提供了显着的改进（15-20 dB）。

当采用倍频从较低频率的石英晶体获得所需的输出频率时，输出信号的相位噪声增加20 log（倍增因子）。这导致整个电路板上的噪声降低大约为6 dB，用于倍频，10 dB用于频率三倍，20 dB用于十倍乘法。

如图2所示，对于不采用倍频的振荡器，本底噪声几乎与晶体频率无关。因此，对于低噪声地板应用，通常应使用满足长期稳定性要求的最高频率晶体。然而，当较高频率的应用特别需要最小的近端相位噪声时，较低频率的晶体通常可以成倍增加。这是因为近距离相位噪声比使用更高频率晶体获得的噪声性能更不成比例地好。

请注意，与固定频率非补偿晶体振荡器相比，TCXO和VCXO产品中常用的变容二极管和中等Q晶体的引入导致较差的近距离噪声性能。

相位噪声测试

相位噪声测试通过确定在指定输出频率下由振荡器传递的所需能量与在相邻频率传递的不需要的能量的比率来表征振荡器的输出频谱纯度。 该比率通常表示为在来自载波的各种偏移频率下执行的一系列功率测量。功率测量被标准化为1Hz带宽并且相对于载波功率电平表示。 这是NIST技术说明1337中描述的标准相位波动测量，称为l（f）。

图3示出了由NIST建议并由Vectron晶振用于测量l（f）的方法的框图。来自两个相同标称频率的振荡器的信号被施加到混频器输入。除非振荡器具有出色的稳定性，否则一个振荡器必须具有用于锁相的电子调谐。非常窄的频带锁相环（PLL）用于在这两个源之间保持90度的相位差。混频器操作使得当输入信号异相90度（正交）时，混频器的输出是与两个振荡器之间的相位差成比例的小波动电压。通过在频谱分析仪上检查该误差信号的频谱，可以测量这对振荡器的相位噪声性能。如果一个振荡器的噪声占主导地位，则直接测量其相位噪声。当两个测试振荡器电气相似时，有用且实用的近似是每个振荡器贡献测量噪声功率的一半。当三个或更多个振荡器可用于测试时，可以通过求解表示从振荡器对的置换测量的数据的联立方程来精确地计算每个振荡器的相位噪声。

图4显示了实际的l（f）测量系统。 使用该系统测量相位噪声的步骤如下：

1.频谱分析仪屏幕的校准。

2.Phase锁定振荡器并建立正交。

3.记录频谱分析仪读数并将读数标准化为每个振荡器的dBc / Hz SSB。

这些步骤详述如下。

第一步 - 校准

为避免混频器饱和，一个振荡器的信号电平会被10 dB衰减（衰减器“A”）永久衰减。在校准期间，此振荡器的电平额外衰减80 dB（衰减“B”），以改善频谱分析仪的动态范围。振荡器在频率上是机械偏移的，并且所得到的低频差拍信号的幅度表示-80dB的水平;它是所有后续测量的参考。使用扫频分析仪时，此电平调整到频谱分析仪屏幕的顶行。使用数字（FFT）频谱分析仪时，仪器经过校准，可读取相对于此电平的RMS VOLTS /√Hz。当完全电平恢复到混频器并且振荡器被锁相时，将相对于-80dB电平测量相位噪声。

第二步 - 锁相

通过将振荡器机械地调节到相同的频率，振荡器被锁相到正交。当混频器输出为0 Vdc时，指示两个振荡器之间所需的90度相位差。临时连接到频谱分析仪的示波器或零中心电压表是监测正交进度的便捷方式。 PLL的工作带宽必须远低于感兴趣的最低偏移频率，因为PLL部分地抑制了其带宽中的相位噪声。广泛使用的建立适当环路带宽的经验方法是通过衰减器“C”逐步衰减电压控制反馈。通过在推进衰减器“C”的同时比较感兴趣的最低偏移频率处的连续噪声测量，可以找到操作点，其中测量的相位噪声不受衰减器设置的变化的影响。此时，环路带宽不是测量的相位噪声的因子。

第三步 - 读物

读数是根据先前在步骤1中建立的-80dB校准水平进行的。如果频谱分析仪配备齐全以避免测量变化，则使用平滑或平均。 扫描频谱分析仪读数通常需要进行以下每项校正，而以RMS /√Hz显示的数字分析仪读数不需要前两次校正。有关分析仪噪声响应的校正，应参考分析仪手册。