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  • 石英晶振系列解决方案【2019-04-29】

    从早期的无线电到雷达,以及现在的数字计算,每个电路都需要一个时钟或心跳来指导其功能。时序控制从低功率到高精度的各种应用中的处理速率,数据连接和RF传输频带。时间已成为一个多元化的工程领域。考虑到可以设计时钟电路的多种方式以及每年引入该行业的许多进步,工程师应该定期重新考虑其时序考虑因素。以下是基本计时设备列表以及使用它们的最佳时间。

    1.LC谐振器

    LC谐振器是最简单和常用的定时电路,由放大器,电感器和电容器组成。主要优点包括低成本和易于集成,特别是在高频率下。然而,它不是非常准确,并且随温度变化很大。这种可变性提供了一个额外的属性:宽拉范围。因此,在开发小型或高度集成的压控振荡器(VCO)时,LC是首选的谐振器。这些振荡器在PCB或片上设计用于跟踪或锁定其他频率。由于温度可以使频率+/- 10,000 ppm或更高,因此LC不够精确,无法单独运行。

    2.陶瓷谐振器

    陶瓷谐振器的主要优点是成本。如果您正在寻找最低成本和稳定的解决方案,那么这项技术可以帮助您实现这一目标。不要指望在整个温度范围内稳定性小于+/- 1000ppm。该谐振器成本低,但不能用于精确或甚至部分精确的定时。玩具,低端设备和低端MCU应用程序等通用应用程序可以摆脱这种不精确的程度。如果您需要更高的精度,其他谐振器将帮助您。

    3.石英晶体

    石英晶体因其自补偿温度稳定性,出色的初始精度和适中的成本而成为时间之王。作为谐振器,它具有高Q值,可实现极低的在线噪声。批量生产已经对这些设备的精度和成本进行了微调,因此价格适中的晶体现在可以实现+/- 20ppm+/- 50ppm的总体精度。它具有出色的稳定性,是当今许多连接协议的理想时间基础,从Wi-FiZigbee和蓝牙到汽车LIN / CAN,以太网,UART和工业应用。定时MCU和使用石英晶体的处理器提供的精度可以满足常见的连接协议。但是,有些协议需要更高的性能。晶体的精度可以提高。

    4.石英晶体振荡器XO

    石英晶体振荡器集成了振荡器芯片和石英晶体。它提供了石英的准确性和低噪声优势,但降低了电路板走线引起的可变性。在某些情况下,振荡器芯片还将基本石英频率乘以应用所需的频率。在非常低噪声的系统中使用XO而不是裸石英晶体是必要的,例如高速通信,光学互连,光学模块,测试和测量以及先进的RF应用。XO以高频率提供低噪声,这对于使用普通晶体来说是难以实现的。高性能系统中使用的顶级频率如100MHz156.25MHz312.5MHz需要使用XO提供的差分LVPECLLVDSHCSLCML信号进行调理。

    5.温度补偿晶振TCXO

    虽然XO提供缓冲和频率转换,但它们跟踪石英晶体毛坯的精度。若干通信和电信应用,例如点对点RFGNSS / GPS,移动电话,LPWAN网关和其他精密RF连接系统,需要在整个温度范围内具有+/- 0.5ppm+/- 2.5ppm的频率稳定性。Stratum III需要+/- 0.28ppm的稳定性。裸露的石英不够稳定,不易达到低于10ppm的稳定性。TCXO经历了一个制造流程,可以测量和校准其频率偏差。明显的缺点是成本。请记住,没有什么比终端系统中不可操作的数据链路更昂贵。

    6.烤箱控制的晶体振荡器OCXO

    OCXO可以达到几乎不可想象的精度水平+/- 0.1ppm0.1ppb或更高的温度。TCXO技术不仅使用温度校准。OCXO通过添加二阶控制 石英毛坯的温度来实现稳定性。在启动时,OCXO将石英毛坯加热到比环境温度高约10度,并将温度控制在该水平,从而最大限度地减少温度扰动。在许多情况下,OCXO还具有机械防护冲击和振动功能,使终端系统能够实现最大时钟精度以满足要求。与军用和雷达相关的许多应用以及用于移动电话的基站收发信台(BTS)需要这种精确度。快速移动车辆中的先进高精度GPS也需要高精度。

    7.微电子机械系统MEMS

    MEMS技术与石英并行发展。MEMS基于硅而非石英晶体,具有小型化和抗冲击和振动的优点。由于与MEMS谐振器相关的复杂性,MEMS的主要缺点是成本。虽然它可以用于晶体,XOTCXO涵盖的各种应用中,但是当需要高耐久性时,MEMS是最佳的。此外,在尺寸为1.6 x 1.2mm的超小尺寸下,MEMS与晶体竞争非常激烈。可穿戴设备,无线充电板,工业控制,机器人,无人机和AR / VR等应用可以充分利用MEMS的耐用性和尺寸。

  • 高精度TCXO振荡器的基站市场趋势【2019-04-22】

    由于视频和其他内容的传送导致移动流量的增加,移动通信网络中基站的业务容量变得越来越紧张。作为解决方案,已经提出通过增加小小区的数量来减少宏小区的负担,并且预期将来对小小区的需求将继续增加。

       另一方面,为了将每个网络节点和基站的时间误差减少到5G,需要越来越高精度和高稳定性的时钟。

    应用于每个电信公司核心部分的顶部时钟(PRTC / T-GM)通过铯和铷等原子钟实现了极高的精度。安装在网络上的每个设备都与这个顶部时钟同步,但是如果由于某种原因无法实现同步,则需要以其自身的准确度继续通信定义了Holdover的准确性,它确保了在时间之前基于同步数据的准确性,以及以其自身精度操作的自由运行的准确性。

    高精度的TCXO(温补晶振)是可以作出温度补偿功能的振荡器,可实现与OCXO(恒温晶体振荡器)一样的高精度值.这类的高精度TCXO振荡器主要用于网络基础设施.为了在4G以及5G中实现高同步设置,村田陶瓷谐振器公司正在开发频率稳定度为STRATUM 3级或者更高级别的产品.除了存在或者不存在Vc功能外,输出波型还可以选择两种类型的:削波正弦和CMOS.

    虽然说5G时代的到来是需要更精确的定时装置,OCXO晶振高精度装置往往在成本上面会有着很大的差异,尺寸功耗大等问题都会影响到客户的使用与设计.因此,muRata晶振公司经过多方面的研究与探讨,TCXO振荡器着手,通过提高TCXO的准确性从而创造一个不需要OCXO振荡器的世界.

    村田陶瓷振荡器公司所研发的高精度TCXO振荡器具有与OCXO振荡器相同的温度特性,-40~+85度的温度范围内具有+-200ppb的高精度。以确保G.8262对以太网设备时钟所需要的精度.以确保可以正常自由的运行.

    现村田陶瓷振荡子晶振公司正在开发具有扩展温度范围的产品,以应对恶劣的环境.

  • What is frequency at load capacitance?【2019-04-16】

    1. Introduction 

    When ordering crystals for oscillators that are to operate at a frequency f, e.g. 32.768 kHz or 20 MHz, it is usually not sufficient to specify the frequency of operation alone. While the crystals will oscillate at a frequency near their series resonant frequency, the actual frequency of oscillation is usually slightly different from this frequency (being slightly higher in “parallel resonant circuits”).1 

    So, suppose you have a crystal oscillator circuit and you want to purchase crystals such that when placed in this circuit the oscillation frequency is f. What do you need to tell the crystal manufacturer to accomplish this? Do you need to send a schematic of the oscillator design with all the associated details of its design, e.g. choice of capacitors, resistors, active elements, and strays associated with the layout? Fortunately, the answer is no. In addition to the frequency f, all that is needed is a single number, the load capacitance CL . 

    2. What is CL ? 

    Suppose your crystal oscillator operates at the desired frequency f. At that frequency, the crystal has complex impedance Z, and for the purposes of frequency of operation, this is the only property of the crystal that matters. Therefore, to make your oscillator operate at the frequency f, you need crystals that have impedance Z at the frequency f. So, at worst, all you need to specify is a single complex number Z = R+jX. In fact, it is even simpler than this. 

    While in principal one should specify the crystal resistance R at the frequency f, usually the crystal-to- crystal variation in R and the oscillator’s sensitivity to this variation are sufficiently low that a specification of R is not necessary. This is not to say that the crystal resistance has no effect; it does. We shall discuss this further in Section 4. 

    So, that leaves a single value to specify: The crystal reactance X at f. So, one could specify a crystal having a reactance of 400 ? at 20 MHz. Instead,however, this is normally done by specifying a capacitance C L and equating.

    where we have set ω = 2πf. Physically, at this frequency, the impedance of the series combination of the crystal and a capacitance C L has zero phase (equivalently, has zero reactance or is purely resistive). See Figure 1. To see this, consider

    where the second step follows by Equation (1) and the fact that the reactance of a capacitance C is -1/( ωC).

    Figure 1—This series combination has zero-phase impedance at a frequency where the crystal has load capacitance CL

    So, the task of assuring proper oscillation frequency is the task of providing components (crystals in this case) that, at the specified frequency, have the required reactance, which is stated in terms of a capacitance CL by Equation (1).2 For example, instead of specifying crystals having a reactance of 400 ? at 20 MHz, we specify crystals having a load capacitance of 20 pF at 20 MHz, or more normally, we specify that the crystal frequency be 20 MHz at a load capacitance of 20 pF. 

    In “parallel resonant circuits,” CL is positive, typically being between 5 pF and 40 pF. In this case the crystal operates in that narrow frequency band between the crystal’s series and parallel resonant frequencies (F s and F p , respectively).

    While a truly “series resonant circuit” does not have a load capacitance associated with it [or perhaps an infinite value by Equation (1)], most “series resonant circuits” actually operate slightly off of the series resonant frequency and therefore do have a finite load capacitance (that can be positive or negative).However, if this offset is small and specifying a load capacitance is not desired, it can either be ignored or handled by a slight offset in the specified frequency f.

    As we shall see in Section 4, both the oscillator and the crystal determine C L . However, the crystal’s role is rather weak in that in the limit of zero resistance,the crystal plays no role at all in determining C L . In this limiting case, it makes sense to refer to C L as the oscillator load capacitance as it is determined entirely by the oscillator. However, when it comes time to order crystals, one specifies crystals having frequency f at a load capacitance C L , i.e. it is a condition on the crystal’s frequency. Because of this,it would be reasonable to refer to C L as the crystal load capacitance. For the sake of argument, we simply avoid the issue and use the term loadcapacitance.

    注释:1> When ordering crystals for series resonant operation,instead of specifying a value for C L , be sure to state that the frequency f refers to the series-resonant frequency, F s .

    2> This is not to say that all aspects of frequency determination are tied to this single number. For example,other aspects of the crystal and oscillator determine whether the correct mode of oscillation is selected and the system’s frequency stability (short and long term).

    3. Defining F L at C L

    We now take Equation (1) as our defining relation for what we mean by a crystal having a given frequency at a given load capacitance.

    Definition: A crystal has frequency F L at a load capacitance C L when the reactance X of the crystal at frequency F L is given by Equation (1), where now ω = 2πF L .

    Recall that, around a given mode, the reactance of a crystal increases from negative values, through zero at series resonance, to large positive values near parallel resonance where it rapidly decreases to large negative values, and then again it increases towards zero. (See Reference [1].) By excluding a region around parallel resonance, we have a single frequency for each value of reactance. In this way,we can associate a frequency F L given a value of C L .So, positive values of C L correspond to a frequency between series and parallel resonance. Large negative values of C L , correspond to a frequency below series resonance while smaller negative values correspond to frequencies above parallel resonance.(See Equation (3) below.)

    3.1. The crystal frequency equation So, how much does the frequency of oscillation depend on the load capacitance C L ? We can answer this question by determining how the crystal frequency F L depends on the crystal load capacitance CL . One can show that to a very good approximation that

    where C 1 and C 0 are the motional and static capacitances of the crystal, respectively. (See Reference [1] for a derivation and discussion of this relation.) For the purposes of this note, we shall refer to Equation (3) as the crystal frequency equation.

    This shows the dependence of a crystal oscillator’s operational frequency on its load capacitance and its dependence on the crystal itself. In particular, the fractional frequency change when changing the load capacitance from C L1 to C L2 is given to good approximation by

    3.2. Trim sensitivity

    Equation (3) gives the dependence of operating frequency F L on the load capacitance C L . The negative fractional rate of change of the frequency with C L is known as the trim sensitivity, TS. Using Equation (3), this is approximately

    From this we see that the crystal is more sensitive to given change in C L at lower values of C L .

    4. But what determines C L ?

    Consider the simple Pierce oscillator consisting of a crystal, an amplifier, and gate and drain capacitors as shown in Figure 2.

    There are at least three stray capacitances that must be considered in trying to calculate the load capacitance of the Pierce oscillator circuit.

    1.  An added capacitance from the input of the amplifier to ground. Sources for this could be the amplifier itself and trace capacitance to ground. As this capacitance is in parallel with C G , we can simply absorb this into our definition of C G . (That is C G is the capacitance of the capacitor to ground plus any additional capacitance to ground on this side of the amplifier.)

    2.  An added capacitance from the output of the amplifier to ground. Sources for this could be the amplifier itself and trace capacitance to ground. As this capacitance is in parallel with C D , we can simply absorb this into our definition of C D . (That is C D is the capacitance of the capacitor to ground plus any additional capacitance to ground on this side of the amplifier.)

    3.  A stray capacitance C s shunting the crystal as shown in Figure 2.

    Redefining C G and C D as discussed above, it then follows [2] that one of the conditions for oscillation is 

    Where

    is the impedance of the parallel combination of the crystal and the capacitance C s and R o is the output resistance of the amplifier.

    It can be shown that the crystal resistance R as a function of load capacitance C L is given approximately by (provided C L is not too small)

    where R 1 is the motional resistance of the crystal [1].It then follows that (provided C L – C s is not too small)

    And

    With these results, Equation (6) gives the following equation for C L

    where R ′ is approximated by Equation (9). Note that the equation for C L is actually a bit more complicated than it might seem at first as R ′ depends upon on C L.It can be seen that C L decreases as R 1 increases, and so by Equation (3), the frequency of operation increases with crystal resistance. So, the load capacitance does have a dependence on the crystal itself. But as we have mentioned previously, the variation in crystal resistance and resulting sensitivity to this variation is usually sufficiently low that the dependence can be ignored. (In this case, a nominal value for crystal resistance is used in calculating C L .)

    However, sometimes the resistance effect cannot be ignored. Two crystals tuned so that both have exactly the same frequency at a given load capacitance C L can oscillate at different frequencies in the same oscillator if their resistances differ. This slight difference leads to an increase in the observed system frequency variation above that due to crystal frequency calibration errors and the board-to-board component variation.

    Note that in the case of zero crystal resistance (or at least negligible compared to the output resistance Ro of the amplifier), Equation (11) gives

    So, in this case, the load capacitance is the stray capacitance shunting the crystal plus the series capacitance of the two capacitances on each side of the crystal to ground.

    5. Measuring CL

    While in principal one could calculate C L from the circuit design, an easier method is simply to measure C L . This is also more reliable since it does not rely on the oscillator circuit model, takes into account the strays associated the layout (which can be difficult to estimate), and it takes into account the effect of crystal resistance. Here are two methods for measuring C L .

    5.1 Method 1

    This method requires an impedance analyzer, but does not require knowledge of the crystal parameters and is independent of the crystal model.

    1.  Get a crystal that is similar to those that will be ordered, i.e. having similar frequency andresistance.

    2.  Place this crystal in the oscillator and measurethe frequency of operation F L . In placing the crystal into the circuit, be careful not to damage it or do anything to cause undue frequency shifts.(If soldered in place, allow it to cool down to room temperature.) A good technique that avoids soldering is simply to press the crystal onto the board’s solder pads using, for example,the eraser end of a pencil and observe the oscillation frequency. Just be careful that the crystal makes full contact with the board. The system can still oscillate at a somewhat higher frequency without the crystal making full contact with the board.

    3.  Using an impedance analyzer, measure the reactance X of the crystal at the frequency F L determined in Step 2.

    4.  Calculate C L using Equation (1) and the measured values for F L ( ω = 2πF L ) and X at F L .

    5.2 Method 2

    This method is dependent upon the four-parameter crystal model and requires knowledge of these parameters (through your own measurement or as provided by the crystal manufacturer).

    1.  Get a crystal that is similar to those that will be ordered, i.e. having similar frequency and resistance.

    2.  Characterize this crystal. In particular measure its series frequency Fs , motional capacitance C1,and static capacitance C0.

    3.  Place this crystal in the oscillator and measure the frequency of operation F L (as in Method 1,Step 2.)

    4.  Calculate C L using Equation (3) and the measured values for F L , F s , C 1 , and C 0 .

    It is recommended that either procedure be followed with at least 3 crystals. When done properly, this technique often gives values for C L that are consistent to about 0.1 pF. Further confidence in the final results can be found by repeating the procedure for a number of boards to estimate the board-to-board variation of C L .

    Note that in the above, F L does not have to be precisely the desired oscillation frequency f. That is, the calculated value for C L is not a strong function of the oscillation frequency since normally only the crystal is strongly frequency dependent. If, for some reason, the oscillator does have strong frequency dependent elements, then using this procedure would be quite difficult.

    6. Do I really need to specify a value for CL ?

    There are at least three cases where a specification of C L is not necessary:

    1.  You intend to operate the crystals at their series-resonant frequency.

    2.  You can tolerate large errors in frequency (on theorder of 0.1% or more).

    3.  The load capacitance of your circuit is sufficiently near the standard value (see crystal data sheet) that the frequency difference is tolerable. This difference can be calculated with Equation (4).

    If your application does not meet one of the three conditions above, you should strongly consider estimating the load capacitance of your oscillator and use this value in specifying your crystals.

  • 什么是三态函数【2019-04-01】

    What is Tri-State Function?

    トライステート関数とは

    688

    1. In oscillator with Tri-state function, oscillator output can be controlled by the Tri-state pin as follows:
    Logic High : Output Enable
    Logic Low :Output Disable

    トライステート機能付きオシレータでは、次のようにトライステートピンでオシレータ出力を制御できます。
    ロジックハイ:出力イネーブル
    ロジックロー:出力ディセーブル
    2. The Tri-state function would allow output pin to assume high-impedance state, effectively removing the oscillator output from the circuit.

    トライステート機能により、出力ピンをハイインピーダンス状態にすることができ、回路から発振器の出力を効果的に取り除くことができます。

    3. Oscillator circuits can remain on or be turned off while output is disabled in Tri-State.

    出力がトライステートでディスエーブルされている間、発振回路はオンのままにするかオフにすることができます。

    Oscillator Operating Mode in Tri-state:Oscillator Circuits Off

    トライステートの発振器動作モード:発振器回路オフ

    •Advantage :Lower standby current

    •利点:スタンバイ電流が低い

    •Drawback :Longer startup time:( Fundamental mode > 0.2mS),( 3rd Overtone mode > 2mS)

    •欠点:起動時間が長くなります:(基本モード> 0.2ミリ秒)、(3倍音モード> 2ミリ秒)

    Oscillator Operating Mode in Tri-state:Oscillator Circuits On

    トライステートのオシレータ動作モード:オシレータ回路オン

    •Advantage:Shorter output enable time(< 0.1mS)

    利点:短い出力イネーブル時間(<0.1mS)

    •Drawback:Higher standby current

    欠点:高いスタンバイ電流

    Standby Current Comparison between Different Oscillator Operating Mode

    異なる発振器動作モード間の待機電流の比較

    Standby Current

    Supply Voltage(VDD)

    1.8V

    2.5V

    2.8V

    3.3V

    5V

    Oscillator off

    22MHz

    0.4uA

    0.5uA

    1.1uA

    1.6uA

    4.1uA

    44MHz

    0.4uA

    1.5uA

    1.7uA

    2.3uA

    6.1uA

    Oscillator on

    22MHz

     

     

    0.33mA

    0.5mA

    1.16mA

    44MHz

     

     

    2.1mA

    3.4mA

    13.5mA

    •Only PX/PY series have oscillator on/off option when output is disabled.

    出力が無効の場合、PX / PYシリーズのみオシレータのオン/オフオプションがあります。

    •All other oscillator series have oscillator turned off in Tri-state.

    他のすべての発振器シリーズは、トライステートで発振器がオフになっています。

    How to Disable Tri-State Function

    トライステート機能を無効にする方法

    1605

    •If Tri-state function is no needed, the Tri-state pin shall be connected to the Vcc pin or left floating.

    トライステート機能が不要な場合は、トライステートピンをVccピンに接続するか、フローティングのままにします。

    There is a internal pull- up resistor which would enable output if Tri-state pin is left floating.

    トライステートピンをフローティングのままにしておくと、出力をイネーブルする内部プルアップ抵抗があります。

    •TAITIEN recommends connecting Tri-State pin to VCC if Tri-state function is not needed.

    トライステート機能が不要な場合は、トライステート端子をVCCに接続することをお勧めします。


  • 稳定微波信号生成来源于泛音晶体,水晶振动子【2019-01-16】
    对于石英水晶振动子低温度频率或延迟时间的依赖性,使泛音压电石英晶体对未来移动无线电的应用具有吸引力,从而也允许开发具有较低插入损耗和优异温度的传感器,使其电子设备稳定性承受非常高的温度,基本石英晶体频率略高于一切的石英剪切模型的高成本,因此使用是AT剪切,在其振动模式上的共振方式是切断较高的谐波,这是一种具备弹性型范围石英晶振.
  • 低相位噪声低成本定时解决方案【2019-01-07】

    当前最先进的通信电路,例如:

    •μWave频率上变频器

    点对点μWave回程

    卫星调制解调器

    高端网络

    测试和测量设备

    都有一个共同点;极低的相位噪声频率参考.从历史上看,为了达到这种水平的相位噪声,振荡器制造商依靠SC-Cut晶振或第5或第7泛音AT-Cut晶体作为参考振荡器解决方案.

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    前者产生的OCXO体积庞大,功耗过大而且相当昂贵.后者实施起来很复杂,频率提供有限,并且抑制了系统自动校正老化和温度漂移的能力.

    解决成本,尺寸,功率,频率稳定性和长期老化校正的综合挑战;Abracon开发了ABLNO系列VCXO晶振,具有出色的相位噪声特性,采用9x14mm封装.

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    提供50.0MHz156.25MHz之间的十五个标准频率;这些器件为设计人员提供了全面的参考时序选择.此外,如果系统要求不能使用电压可控振荡器,ABLNO系列可提供固定时钟配置.

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    图(1)示出了50MHz载波处的典型相位噪声,而图(2)和(3)分别表示100MHz156.25MHz载波处的典型相位噪声.表(1)总结了在这些载波上配置为VCXO振荡器ABLNO系列的典型相位噪声性能,而表(2)表示绝对最差情况下的相位噪声特性.

    image007

    表格1)

    典型的相位噪声性能

    image009

    (2)

    最差情况保证相位噪声性能

    ABLNO系列采用经过特殊处理的第3Overtone,AT-Strip石英晶体设计,采用各种处理技术进行优化,可在温度范围内提供极高的无负载“Q”和频率稳定性.这些晶体和振荡器电路的组合设计具有同类最佳的相位噪声作为主要目标;在载波的12kHz20MHz的最佳带宽范围内产生了极低的均方根抖动.

    image012

    3)

    ABLNO系列rms抖动

    为了确保出色的相位噪声性能,ABLNO系列不仅满足上述设计的性能参数,而且Abracon还对100%的产品进行了相位噪声和均方根抖动兼容性的室温测试.

    如前所述,Abracon已经制定了专有的Quartz-Blank处理技术,以显着降低这些器件的频率与温度误差.通常,相对于25ºC下的测量频率,ABLNO系列器件的误差小于±12ppm(最大值为±18ppm).-40ºC+85ºC的工作温度范围内可确保稳定性,如下图(4)所示.

    此外,这些器件在10年的产品寿命期间保证比±7ppm的老化更好.为了在此期间实现频率校正能力,VCXO配置中保证了±28ppm的最小频率牵引能力,见图(5).

  • TCXO温度补偿振荡器如何实现功能【2018-12-24】

    当需要标准XO(晶体振荡器)VCXO(压控晶体振荡器)无法达到的温度稳定性时,TCXO是必需的.

    温度稳定性是振荡器频率随温度变化的量度,并且以两种方式定义.一种常见的方法是使用“加/减”规格(例如:±0.28ppm对比工作温度范围,参考25°C-温度范围通常为-4085°C-2070°C).该规范告诉我们,如果我们将25°C的频率设为标称频率,则器件频率将偏离或低于该标称频率不超过0.28ppm.这与指定温度稳定性的第二种方式不同,即使用峰峰值或仅使用没有参考点的正/负值.在第二种情况下,我们不能说我们知道频率会高于或低于频率将会发生多大变化-只是我们知道总的范围是多少.通常,使用来自定义的参考点的正负值来指定设备.

    TCXO晶振对工程师非常有用,因为它们可以在比电路板上具有相同功耗和占用空间的标准VCXO更好的温度稳定性的10倍到40倍之间使用.TCXO弥合了标准XOVCXOOCXO之间的差距,这些差距更高,需要更多功率才能运行.推动技术的目标是降低功耗,当然还要降低成本,因此TCXO为功耗和成本敏感的应用提供了良好的中端解决方案.

    image001

    Figure1.TheTemperatureStabilityrangesofvariousoscillatortypes

    1是不同振荡器类型的典型温度稳定性的示意图,范围从标准VCXO50ppm到高性能OCXO0.2ppb.轴反转使得曲线在增加温度稳定性的方向上增长.TCXO稳定性范围涵盖VCXOOCXO之间的中间位置(在某些情况下,重叠某些OCXO性能).

    TCXO晶振温度稳定性水平(5ppm50ppb)通常是必要的,因为振荡器将独立工作,无论是在没有外部频率参考的系统中的自由运行模式,还是作为固定频率参考TCXO在开环中工作的合成器,用于驱动DDS(直接数字合成),DDS而不是TCXO被“锁定”到外部参考.

    后一种情况(TCXO是开环,频率在DDS设置)正变得越来越普遍,因为设计人员发现使用DDS解决方案可以通过使用数模转换器控制TCXO来实现更好的频率分辨率.由于转向是在DDS而不是振荡器中完成的,因此设计人员需要能够对固定基准的频率如何随温度变化做出某些假设,以便他们可以相应地规划锁相环的设计.由于灵活性,它们允许TCXO用于许多频率控制应用,但一个重要领域是小型蜂窝基站(毫微微,微型和微微),通常它们被用作定时分配芯片的固定频率源

    TCXO温度补偿晶振如何运作

    在非常基本的术语中,TCXO通过采用温度补偿网络来操作,该网络感测环境温度并将晶体拉至其标称值.基本振荡器电路和输出级与VCXO中的预期相同.

    2是简化的TCXO功能框图.

    image003

    2.TCXO功能块

    这个想法是补偿网络驱动牵引网络,然后调整振荡器的频率.

    3是发生了什么的概述-未补偿的晶振频率响应温度(红色)就像一个三阶多项式曲线(如果你采用振荡器非线性效果,更像是第五个),所以目标是补偿网络是为了抵消温度对晶体的影响而产生的电压是有效的关于晶体曲线温度轴的镜像.补偿电压显示为蓝色,得到的频率/温度曲线以绿色显示.

    image005

    3.温度补偿

    实现这一目标的方法随着时间而改变.使用的第一种方法之一是直接补偿技术,其中使用热敏电阻,电容器和电阻器网络来直接控制振荡器的频率.温度的变化导致热敏电阻(4中的RT1RT2)发生变化,这会导致网络的等效串联电容发生变化-这反过来会改变晶体上的电容负载,从而导致频率的变化.振荡器.


    image007

    4.直接补偿

    在随后的开发中(5中所示的间接补偿),热敏电阻(RT1RT3)和电阻(R1R3)的网络用于产生与温度相关的电压.对网络的输出电压进行滤波,然后用于驱动变容二极管,该变容二极管改变晶振上的负载,再次导致频率变化.

    image010

    5间接补偿

    目前的方法将补偿网络和拉网络集成到一个集成电路中(如图6所示),补偿网络的作用由一组运算放大器组成,这些运算放大器在一起产生温度上的3阶或5阶函数.与间接补偿方法一样,该电压用于驱动变容二极管,这反过来又改变了振荡器的输出频率.由于晶体特性的变化意味着没有“一刀切”的功能,因此在TCXO的温度测试期间得出了解决方案.两个电容器阵列用于将室温下的频率调节到标称值,然后在测试期间获得温度补偿功能所需的设置并存储在片上存储器中.

    image012

    6综合补偿

    最后一种方法通常被称为“数字控制模拟补偿”,并且在小型TCXO设计中常见,因为可以在单个ASIC中提供大量功能.

  • 什么是差分晶振的相位噪声【2018-12-17】

    诸如晶体振荡器之类的信号源在输出频率附近产生一小部分不希望的能量(相位噪声)。 随着通信和雷达等系统性能的提高,它们采用的晶体振荡器的频谱纯度越来越重要。

    在频域中测量相位噪声,并且表示为在与期望信号的给定偏移处的1Hz带宽中测量的信号功率与噪声功率的比率。在所需信号的各种偏移处的响应图通常由对应于振荡器中的三个主要噪声产生机制的三个不同斜率组成,如图1所示。相对靠近载波(区域A)的噪声称为闪烁FM噪声;其大小主要取决于晶体的质量。 最佳近距离噪声结果是在4-6 MHz范围内使用5次泛音AT切割晶体或第3次泛音SC切割晶体获得的。虽然平均效果不是很好,但使用10 MHz区域中的3个泛音晶体也可以获得出色的近距离噪声性能,尤其是双旋转型(参见第41页,有关双旋转SCIT切割晶体的讨论)。较高频率的晶体由于其较低的Q值和较宽的带宽而导致较高的近距噪声。

    image002

    1B区的噪声称为“1 / F”噪声,是由半导体活动引起的。采用低噪声“L2晶体振荡器的设计技术将其限制在非常低的,通常无关紧要的值。

    1的区域C称为白噪声或宽带噪声。 L2”晶体振荡器中的特殊低噪声电路相对于标准设计提供了显着的改进(15-20 dB)。

    当采用倍频从较低频率的石英晶体获得所需的输出频率时,输出信号的相位噪声增加20 log(倍增因子)。这导致整个电路板上的噪声降低大约为6 dB,用于倍频,10 dB用于频率三倍,20 dB用于十倍乘法。

    如图2所示,对于不采用倍频的振荡器,本底噪声几乎与晶体频率无关。因此,对于低噪声地板应用,通常应使用满足长期稳定性要求的最高频率晶体。然而,当较高频率的应用特别需要最小的近端相位噪声时,较低频率的晶体通常可以成倍增加。这是因为近距离相位噪声比使用更高频率晶体获得的噪声性能更不成比例地好。

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    请注意,与固定频率非补偿晶体振荡器相比,TCXOVCXO产品中常用的变容二极管和中等Q晶体的引入导致较差的近距离噪声性能。

    相位噪声测试

    相位噪声测试通过确定在指定输出频率下由振荡器传递的所需能量与在相邻频率传递的不需要的能量的比率来表征振荡器的输出频谱纯度。 该比率通常表示为在来自载波的各种偏移频率下执行的一系列功率测量。功率测量被标准化为1Hz带宽并且相对于载波功率电平表示。 这是NIST技术说明1337中描述的标准相位波动测量,称为lf)。

    image006

    3示出了由NIST建议并由Vectron晶振用于测量lf)的方法的框图。来自两个相同标称频率的振荡器的信号被施加到混频器输入。除非振荡器具有出色的稳定性,否则一个振荡器必须具有用于锁相的电子调谐。非常窄的频带锁相环(PLL)用于在这两个源之间保持90度的相位差。混频器操作使得当输入信号异相90度(正交)时,混频器的输出是与两个振荡器之间的相位差成比例的小波动电压。通过在频谱分析仪上检查该误差信号的频谱,可以测量这对振荡器的相位噪声性能。如果一个振荡器的噪声占主导地位,则直接测量其相位噪声。当两个测试振荡器电气相似时,有用且实用的近似是每个振荡器贡献测量噪声功率的一半。当三个或更多个振荡器可用于测试时,可以通过求解表示从振荡器对的置换测量的数据的联立方程来精确地计算每个振荡器的相位噪声。

    4显示了实际的lf)测量系统。 使用该系统测量相位噪声的步骤如下:

    1.频谱分析仪屏幕的校准。

    2.Phase锁定振荡器并建立正交。

    3.记录频谱分析仪读数并将读数标准化为每个振荡器的dBc / Hz SSB

    这些步骤详述如下。

    image008

    第一步 - 校准

    为避免混频器饱和,一个振荡器的信号电平会被10 dB衰减(衰减器“A”)永久衰减。在校准期间,此振荡器的电平额外衰减80 dB(衰减“B”),以改善频谱分析仪的动态范围。振荡器在频率上是机械偏移的,并且所得到的低频差拍信号的幅度表示-80dB的水平;它是所有后续测量的参考。使用扫频分析仪时,此电平调整到频谱分析仪屏幕的顶行。使用数字(FFT)频谱分析仪时,仪器经过校准,可读取相对于此电平的RMS VOLTS /Hz。当完全电平恢复到混频器并且振荡器被锁相时,将相对于-80dB电平测量相位噪声。

    第二步 - 锁相

    通过将振荡器机械地调节到相同的频率,振荡器被锁相到正交。当混频器输出为0 Vdc时,指示两个振荡器之间所需的90度相位差。临时连接到频谱分析仪的示波器或零中心电压表是监测正交进度的便捷方式。 PLL的工作带宽必须远低于感兴趣的最低偏移频率,因为PLL部分地抑制了其带宽中的相位噪声。广泛使用的建立适当环路带宽的经验方法是通过衰减器“C”逐步衰减电压控制反馈。通过在推进衰减器“C”的同时比较感兴趣的最低偏移频率处的连续噪声测量,可以找到操作点,其中测量的相位噪声不受衰减器设置的变化的影响。此时,环路带宽不是测量的相位噪声的因子。

    第三步 - 读物

    读数是根据先前在步骤1中建立的-80dB校准水平进行的。如果频谱分析仪配备齐全以避免测量变化,则使用平滑或平均。 扫描频谱分析仪读数通常需要进行以下每项校正,而以RMS /Hz显示的数字分析仪读数不需要前两次校正。有关分析仪噪声响应的校正,应参考分析仪手册。

     

    更正

    归一化为1 Hz带宽“BW”是测量带宽。 计算假设为10 log101 / BW

    10 log10(1/BW)

    测量带宽内的噪声是平坦的

     

    扫频分析仪对噪声信号的视频响应。下+ 3dB

    +3dB

    双边带到单边带显示。-6dB

    -6dB

    两个振荡器的贡献假设它们具有相同的噪声质量-3dB

    -3dB

     



  • CFS-206晶振与CFV-206晶振的区别【2018-12-10】


    CFS-20632768DZBB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振6pF石英晶振 CFS-20632768DZFB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFS-20632768HZFB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±5ppm晶振12.5pF石英晶振 CFS-20632768AZFB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFS-20632768DZYB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振7pF石英晶振

    日本西铁城株式会社主要以生产手表为中心,在多年的生产经营后西铁城公司便开始自主研发手表重要配件——石英晶振.石英晶振分KHZ晶振以及MHZ晶振.手表上使用居多的便是KHZ系列晶振.CM315D晶振,CM315DL晶振,CM315H晶振,CM315E晶振系列.3215封装是手表,手机等小型数码产品使用频率较为广泛.而早期全是CFS-206晶振的天下.

    CFS206-CFV206

    CFS-20632768DZCB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振9pF石英晶振 CFS-20632768EZBB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±10ppm晶振6pF石英晶振 CFS-20632768EZFB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±10ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20632000AZFB晶振CFV-206晶振32kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20638400AZFB晶振CFV-206晶振38.4kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20677503DZFB晶振CFV-206晶振77.503kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20675000DZFB晶振CFV-206晶振75kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 

    CFV-206100000AZFB晶振CFV-206晶振100kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20640000AZFB晶振CFV-206晶振40kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20632000DZFB晶振CFV-206晶振32kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20665536AZFB晶振CFV-206晶振65.536kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20636000AZFB晶振CFV-206晶振36kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 

      CFS-206晶振频率范围30KHZ~100KHZ,周波数偏差20~30ppm,正常情况下都是以20PPM为标准.工作温度-20~+70度.负载电容常用12.5PF,

    CFV206

    CFS-20632768EZYB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振7pF石英晶振 CFV-20668500DZFB晶振CFV-206晶振68.5kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20668503DZFB晶振CFV-206晶振68.5kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20640003DZFB晶振CFV-206晶振40kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20660003DZFB晶振CFV-206晶振60kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20660000DZFB晶振CFV-206晶振60kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 

    CFV-20640000DZFB晶振CFV-206晶振40kHz晶振±20ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20660000AZFB晶振CFV-206晶振60kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20676800AZFB晶振CFV-206晶振76.8kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20696000AZFB晶振CFV-206晶振96kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFS-20632768HZBB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±5ppm晶振6pF石英晶振 CFS-20632768HZCB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±5ppm晶振9pF石英晶振 CFS-20632768HZYB晶振CFS-206晶振32.768kHz晶振±5ppm晶振7pF石英晶振

    CFS-206晶振跟CFV-206晶振有点不一样的就是CFS-206晶振只有单独一个频率,就是32.768K,是所有KHZ系列晶振的标准频率.它不像CFV-206晶振,在30~100KHZ内可以订制.频率偏差也比较小,以20PPM为标准.15PPM,10PPM也是可以按照客户的需求来订制.

    CFS206

       CFV-20675000BZFB晶振CFV-206晶振75kHz晶振±50ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20677500BZFB晶振CFV-206晶振77.5kHz晶振±50ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20675000AZFB晶振CFV-206晶振75kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20638000AZFB晶振CFV-206晶振38kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV-20677503AZFB晶振CFV-206晶振77.503kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV206 60.005KAZF晶振CFV-206晶振60.005kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 

    CFV206 76.790KAZF晶振CFV-206晶振76.79kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV206 76.810KAZF晶振CFV-206晶振76.81kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV206 77.500KAZF晶振CFV-206晶振77.5kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV206 153.600KAZF晶振CFV-206晶振153.6kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFS206-32.768KDZBB晶振CFS206晶振32.768kHz晶振±20ppm晶振6pF石英晶振 CFV206 153.600KAZF-UB晶振CFV-206晶振153.6kHz晶振±30ppm晶振12.5pF石英晶振 CFV206 32.000KDZSB晶振CFV-206晶振32kHz晶振±20ppm晶振11pF石英晶振


  • 爱普生石英晶振的参数特性及计算工式【2018-09-28】

    爱普生石英晶振的参数物特性:被制作的AT切割的水晶振动子根据AT切割石英晶体谐振器的谐波模式不同的水晶片的厚度也不同.(1)晶振晶体的厚度和振荡频率之间的关系(2)频率温度特性标准例(3)石英水晶振荡子的等效电路和等效定数(4)根据等效定数和负载电容计算的项目

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